Пояснительная записка содержит 58 страниц, 15 иллюстраций, 3 таблицы, 3 приложения

1.11. Выводы

В результате проведённого анализа целесообразности применения рассматриваемой ЭМС вместо ЭМС-аналога сделано заключение, что для целей использования в системе привода СБ малого КА, где необходима высокая надёжность и не важна сверхвысокая точность, применение электропривода на базе АД является более рациональным решением. Асинхронный двигатель дешев в производстве, прост в управлении, обеспечивает необходимые разгонные характеристики, имеет большой срок службы. При всех своих положительных особенностях шаговый двигатель более рационально применять в системах, требующих высокой точности позиционирования, таких как узконаправленные антенны и оборудование оптического наблюдения.

2. Инвертор электропривода солнечной батареи по крену

2.1. Исходные данные

Исходными данными для проектирования статического преобразователя электрической энергии являются параметры применяемого асинхронного двигателя (табл. 2.1).

Табл. 2.1.

Ориентировочные характеристики двигателя

№п/п	Наименование параметра, размерность	Обозначение
Параметры двигателя
1	Номинальная мощность, Вт	Рн = 6,5 Вт
2	Номинальный КПД	ηн = 0,5
3	Номинальный cosφ	cosφн = 0,5
Параметры питающей сети
5	Род тока	переменный
6	Число фаз	3
7	Номинальная частота	150 Гц
Основной параметр окружающей среды
8	Температура воздуха	-70..+70 °С

2.2. Расчёт статического преобразователя электрической энергии

2.2.1. Техническое задание на проектирование преобразователя

Для питания асинхронного двигателя с номинальной мощностью 6,5 Вт с cosφ=0,5 необходимо разработать трёхфазный инвертор номинальной мощностью 10 Вт (с учётом КПД двигателя).

Напряжение питающей сети - постоянное, 27 В ± 10%.

Напряжение на выходе преобразователя — переменное трехфазное, частота 150 Гц.

2.2.2.Выбор схемы трёхфазного инвертора

2.2.2.1. Описание различных схем инверторов

Простейший однотактный инвертор представляет собой последовательное соединение транзистора, работающего в режиме переключения с коэффициентом заполнения γ=0,5, и нагрузки, шунтированной дросселем (рис. 2.1).



Рис. 2.1. Схема элементарного однофазного инвертора

При открытом транзисторе к нагрузке и дросселю приложено напряжение питания U_п и в дросселе накапливается энергия. При закрытом транзисторе накопленная энергия передается в нагрузку, формируя импульс напряжения U_п обратной полярности. Таким образом, при очередном открытии и закрытии транзистора к нагрузке будет приложено переменное напряжение. Такой инвертор называется однотактным.

Главным достоинством однотактных инверторов является простота их выполнения и малая стоимость. Недостатками однотактных инверторов являются: несимметричная по полупериодам форма кривой выходного напряжения, меняющаяся при изменении нагрузки; отсутствие возможности регулирования выходного напряжения; работа только на активную нагрузку. По этим причинам область применения однотактных инверторов ограничена маломощными устройствами.

Для питания трехфазного двигателя необходим двухтактный трехфазный инвертор.

Выбор схемы инвертора определяется массогабаритными параметрами, надёжностью и стоимостью. В настоящее время широкое применение нашли следующие схемы:

• 
  мостовой трёхфазный инвертор
  
• 
  кольцевой трёхфазный инвертор
  

Рассмотрим преимущества и недостатки указанных типов инверторов.

В трехфазном кольцевом инверторе, показанном на рис. 2.2 , шесть силовых транзисторов соединены в кольцо, а точки соединения смежных транзисторов подключены через половины первичных обмоток выходного трансформатора к источнику питания инвертора.



Рис. 2.2. Кольцевой трёхфазный инвертор

В таком инверторе угол открытого состояния каждого транзистора в общем случае равен 120 электрическим градусам, а взаимный сдвиг фазы импульсов управления смежными транзисторами равен 60 электрическим градусам. При таком алгоритме переключения транзисторов фазные напряжения Ua, Ub, Uc, как и в мостовом трехфазном инверторе, имеют двухступенчатую форму без третьей и кратных ей гармоник независимо от cosφ_н. По каждому транзистору в течение 60 электрических градусов протекает ток одной фазы, а в течение следующих 60 электрических градусов — ток другой фазы (рис.2.3). Токи транзисторов и диодов в кольцевом инверторе меньше, чем в мостовом.

Действующее значение тока транзистора при соsφ_н = 1 в кольцевом инверторе в 1,4 раза меньше, чем в мостовом, и, следовательно, почти вдвое меньше статические потери в транзисторах. При уменьшении cos φ_н этот эффект снижается. Потери в диодах в кольцевом и мостовом инверторах практически одинаковы.

Несмотря на отмеченные преимущества, кольцевой инвертор имеет ограниченное применение, так как в нем принципиально необходим выходной трансформатор с тремя обмотками в каждой фазе и с расчётной мощностью, на 21% больше, чем в мостовом инверторе. Кроме того, разобщенность эмиттеров (или истоков — для полевых) силовых транзисторов усложняет выполнение выходных каскадов блока управления.

Трехфазный мостовой инвертор выполняется в виде трех однофазных инверторных ячеек, соединенных по цепи питания параллельно, а по выходу - в звезду или треугольник. Управление инверторными ячейками производится по сложной схеме со взаимным сдвигом 120 электрических градусов.

Из преимуществ трёхфазного мостового инвертора можно выделить простоту конструкции, отсутствие необходимости использовать трансформатор, а также относительную простоту выходных каскадов схемы управления.

Выходной каскад транзисторного преобразователя, выполненный по трехфазной мостовой схеме, приведен на рис. 2.4.



Рис. 2.3. Диаграммы токов и напряжений кольцевого инвертора

Транзисторы преобразователя переключаются в следующем порядке: пусть в интервале 0<ωt<π/3 транзисторы VT1, VT4, VT5 находятся в режиме насыщения, a VT2, VT3, VT6 - в режиме отсечки, при ωt=π/3 переключаются транзисторы VT5, VT6 и далее со сдвигом kπ/З, где k = 1,2,3...., переключается одна пара транзисторов - VT1- VT4, VT2 - VT5, VT3 - VT6.



Рис. 2.4. Трёхфазный мостовой инвертор

При соединении нагрузки в звезду в любой момент времени к источнику питания подключаются все три фазы, причем одна фаза включается последовательно с двумя другими, соединенными в параллель. Если транзисторы VT2, VT4, VT5 находятся в режиме насыщения, a VT1, VT3, VT6 - в режиме отсечки, то переключение каждой пары транзисторов, например VT1 - VT2, через интервалы равные π/3 переводит очередную из двух параллельно соединенных фаз Z_a и Z_b (в данном случае Z_a) в параллельное соединение с третьей (Z_c).

Такой порядок переключения режимов насыщения и отсечки транзисторов соответствует симметричной 180-градусной схеме управления. Такое управление лучше использовать при высоком cosφ (выше 0,6). При низком cosφ целесообразнее использовать несимметричное управление со скважностью 120/240°. В этом случае использование транзисторов по напряжению и току такое же, как и при симметричном управлении, а коммутация транзисторов улучшается.

На рис. 2.5 приведены временные диаграммы изменения выходных линейного и фазного напряжения, а также тока в фазе.



Рис. 2.5. Диаграммы напряжений и токов на выходе инвертора при несимметричном управлении 120°/240°, полученные с помощью программы PSpice

2.2.2.2. Выбор схемы трёхфазного инвертора

Разрабатываемый инвертор в составе системы управления по крену солнечными батареями космического аппарата должен иметь минимальную полётную массу. Этому критерию полностью соответствует инвертор, выполненный по мостовой схеме, так, как в его составе нет трансформатора, а для управления силовыми транзисторами используется минимальное количество элементов схемы.

2.2.3. Расчёт силовой части инвертора

2.2.3.1. Определение токов и напряжений в цепях инвертора

Фазное напряжение (2.1) имеет ступенчатую форму (рис. 2.5) с амплитудой

,

(2.1)

тогда действующее значение фазного напряжения:

.

(2.2)

Мощность нагрузки преобразователя:

P=3·Uф·Iф·cosφ .

(2.3)

Из (2.3) найдём значение действующего линейного тока, равное значению действующего фазного тока:

.

(2.4)

Исходя из опыта проектирования трёхфазных асинхронных двигателей с короткозамкнутым ротором, предполагается кратность пускового тока k_п=10 [1]. Тогда пусковой ток двигателя:

Iлп = kп·Iл = 10·0,52 = 5,2 А ;

(2.5)

пусковая мощность:

Pп = kп·Pл = 10·10 = 100 Вт.

(2.6)

Максимальное напряжение сток-исток закрытого транзистора равно максимальному напряжению питания. Исходя из практических соображений, задаемся допустимым значением напряжения между стоком и истоком транзистора U_СИmax  (0,7...0,8)U_СИдоп. Следовательно, закрытый транзистор должен выдерживать напряжение:

UСИдоп = UСИmax/0,7 = (27+10%)/0,7=29,7/0,7 = 42,4 В.

(2.7)

2.2.3.2. Выбор типа транзисторов, расчёт потерь мощности в них и определение КПД инвертора

Выбор типа транзисторов осуществляется исходя из следующих данных: максимальное напряжение между стоком и истоком закрытого транзистора U_СИдоп=42,4 В; максимальный ток стока открытого транзистора I_С=5,2А; максимальна я частота переключения транзистора f_кmax=150 Гц.

По указанным выше данным выбираем транзистор производства фирмы «International Rectifier» типа IRLR2905 со встроенным обратным диодом, имеющий следующие характеристики:

• 
  Максимальное напряжение сток-исток U_си = 55 В;
  
• 
  Максимальный ток сток-исток при 25 °С I_{си макс.}= 42 А;
  
• 
  Максимальное напряжение затвор-исток U_{зи макс.}= ±16 В;
  
• 
  Сопротивление канала в открытом состоянии R_{си вкл.} = 27 мОм;
  
• 
  Максимальная рассеиваемая мощность P_{си макс.} = 110 Вт;
  
• 
  Корпус DPak;
  
• 
  Пороговое напряжение на затворе 2В;
  
• 
  Время нарастания t_r = 84 нс;
  
• 
  время спада t_f = 15 нс.
  

Найдём потери при переключении транзистора. Для этого предположим, что при включении напряжение на транзисторе и ток через него меняются по линейному закону:

;

.

Тогда энергия, выделяющаяся в транзисторе при включении:

Дж.

(2.8)

Напряжение и ток транзистора при выключении:

;

.

Энергия, выделяющаяся в транзисторе при выключении:

Дж.

(2.9)

Суммарные динамические потери в транзисторе при коммутации с частотой 150 Гц:

ΔPдин = (Eвкл+Eвыкл)·f = (2,23·10-6+4·10-7)·150 = 3,945·10-4 Вт.

(2.10)

Статические потери в транзисторе:

ΔPст = γ·Iлп2·Rси вкл = 0,33·5,22·0,027 = 0,24 Вт,

(2.11)

где γ=0,33 — коэффициент заполнения при несимметричном управлении.

Динамические потери в транзисторах пренебрежимо малы по сравнению со статическими, поэтому принимаем полные потери в транзисторе ΔP_T = 0,24 Вт.

Потери в открытом диоде:

Вт,

(2.12)

где где I_ср — максимальный ток через обратный диод, А;

U_пр — прямое падение напряжения, В, на диоде (в проводящем состоянии) при 1_ср.

Потери при восстановлении запирающих свойств диода:

Вт,

(2.13)

где t_rr — время обратного восстановления диода.

Динамические потери в диодах пренебрежимо малы по сравнению со статическими, поэтому принимаем полные потери в диоде ΔP_Д = 0,96 Вт.

Потери в модуле (транзистор+диод):

ΔP м= ΔPT+ ΔPД = 0,24+0,96 = 1,2 Вт.

(2.14)

Суммарные потери в инверторе:

ΔP = 6·ΔP м = 6·1,2 = 7,2 Вт.

(2.15)

КПД инвертора:

.

(2.15)

2.2.3.3. Тепловой расчёт

Найденные результирующие потери являются основой для теплового расчета инвертора, в ходе которого определяются тип и геометрические размеры необходимого охладителя, а также проверяется тепловой режим работы кристаллов транзистора и обратного диода.

PS=5,7·10-8·e·Tр4·Sб ,

(2.16)

где S_б=6*0.001 м² — площадь излучающей поверхности площадки печатной платы,

e=0,8 — коэффициент черноты. Найдём температуру радиатора (из 2.16):

(2.17)

Температура кристалла транзистора и обратного диода:

Tj=Ta+ΔPм·(Rth(j-c)+Rth(c-a)) = 129+1,2·1,4 = 130,68 °С,

(2.18)

где R_th(j-c) — термическое переходное сопротивление кристалл-радиатор для модуля [5], °С/Вт,

При этом выполнятся неравенство T_j < 175 °С, что свидетельствует о возможности непрерывной безопасной работы инвертора в режиме перегрузки или усложнённого пуска асинхронного двигателя.

2.2.4. Драйвер IR2130S

МОП-транзсторы находят все более широкое применение в качестве мощных ключей в драйверах (системах управления) двигателей и конверторах, работающих на переменном и постоянном напряжении вплоть до 600 В постоянного напряжения. Такие мощные ключи могут выполняться на МОП-транзисторах, биполярных транзисторах с изолированным затвором или тиристорах, но все они требуют подачи управляющего напряжения для достижения условий насыщения в состоянии «включено». Эти управляющие сигналы должны иметь следующие характеристики:

• 
  амплитуда от 10 до 15 В;
  
• 
  малое сопротивление управляющего каскада для быстрого заряда и разряда емкости затвора;
  
• 
  малые внутренние потери мощности на высокой частоте переключения и максимальном напряжении смещения;
  
• 
  возможность подачи выходных сигналов логического уровня относительно земли;
  
• 
  защита мощного ключа от разрушения при задержке низкого уровня напряжения на затворе, а также при недостаточном или чрезмерном напряжении или токе в нагрузке, превышающем типовое значение.
  

Отличительные особенности драйвера трехфазного моста IR2130S:

• 
  Выходные каналы разработаны для нагруженного функционирования. Работает в приложениях с выходным напряжением до +600В. Допускает отрицательное переходное напряжение. Стойкость к скорости изменения напряжения (dV/dt).
  
• 
  Управляющее напряжение на затворах от 10 до 20 В.
  
• 
  Блокировка всех каналов при снижении напряжения.
  
• 
  Выключение всех 6 драйверов при токовой перегрузке.
  
• 
  Раздельные полумостовые драйверы.
  
• 
  Согласованное время распространения сигналов по всем каналам.
  
• 
  Выходы работают в противофазе с входами.
  
• 
  Защита от сквозных токов.
  

Краткая характеристика драйвера трехфазного моста IR2130S:

• 
  Максимальное напряжение смещения V_OFFSET 600В;
  
• 
  Выходной ток короткого замыкания 10±200 мА/420 мА;
  
• 
  Выходное напряжение V_OUT 10 - 20В;
  
• 
  Время включения/отключения 675/425 нс;
  
• 
  Длительность паузы - 2,5 мкс.
  

На рис. 2.6 представлена функциональная блок-схема драйвера IR2130S.



Рис. 2.6. Функциональная блок-схема драйвера IR2130S

ПУГИ – преобразователь уровня генератора импульсов;

ДПН – детектор пониженного напряжения; Д – драйвер

Логические входы совместимы с 5В КМОП или LSTTL выходами. Связанный с общим проводом операционный усилитель обеспечивает обратную связь по току моста через внешний измерительный резистор. Функция прерывания тока, действующая на все 6 выходов также использует сигнал с этого резистора с последующим делением напряжения. Сигнал с открытым стоком FAULT индицирует о выключении из-за перегрузки по току или снижения напряжения.

Выходные драйверы отличаются большим импульсным током буферного каскада, что сделано для минимизации поперечной проводимости драйверов. Времена распространения сигналов согласованы для упрощения использования при высоких частотах. Выходные каналы могут быть использованы для управления N-канальными МОП-транзисторами или IGBT-транзисторами, в том числе используемых как ключи верхнего уровня с рабочим напряжением до 600В.

На рис. 2.7 представлен возможный варинат трехфазной шестишаговой схемы управления двигателем без применения микроконтроллера. Более точная схема с функцией изменения направления вращения асинхронного двигателя представлена в Приложении 1.



Рис. 2.7. Трёхфазная шестишаговая схема управления

Согласно техническому заданию используем драйвер IR2130S, производства фирмы «International Rectifier». Драйвер IR2130S выполняет функцию гальванической развязки (разрыв общей "земляной" цепи, защита всей системы от высоковольтных переходных процессов, уменьшение помех и искажений сигналов, а также увеличение степени электробезопасности).